多级信令技术以及判定反馈均衡(DFE)自适应均衡技术，并针对是设计ASIC还是购买ASSP来实现给出了建议。随着对带宽需求的继续增长，IT经理们并没有进行水涨船高式的投资，而是希望从现有设备中挖掘更高的性能及更长的产品生命周期。这使得系统设计师们没有别的选择，只能寻找创新性的途径来逐步偿还对现有背板技术上的每一点投资。
一种表面上看起来简单的解决方案是：每当数据带宽需求增加时通过减少单元间隔时间来延长铜背板的生命周期。但不幸的是，更高速率下所导致的损耗增加、反射、串扰及偏斜等，将给那些试图提升其上一代系统性能的OEM厂商带来极大挑战。
要走出今天的背板困境，人们首先必须解决信号完整性问题，当数据速率处于3至10Gbps范围内时将它引起下列严重问题：趋肤效应、介电损耗、反射、串扰、符号间干扰(ISI)以及对内偏斜(intra-pair skew)。提高原有两级I/O的速度或者利用普通铜线均衡器等都不能有效地解决这些问题，因为这些技术是用来克服低速背板上常见的信道减损本性及程度。
今天的工程师们必须采用一些使其能在数据速率接近10Gbps时仍能达到可接受误码率(BER)的适当技术。其中最有效的技术是“PAM”多级信令技术，以及“DFE”自适应均衡技术。
OEM厂商所面临的另一个问题是确定在其原有背板上部署这些增强性技术的最佳方法。创建一种定制ASIC最好还是利用现成的ASSP就行？答案取决于相关经济规模以及系统的特性与规格。
信道损害
背板是一个由众多器件所组成的复杂环境，并且对5Gbps以上速率的信令提出了严峻挑战。如图1所示，信号通道包含超过11种不同的元器件，每一种器件都拥有其自身的阻抗变化特性。此外，在信号通道中还有多达10个过孔，且每一个过孔都具有一个贯通(through)和堵塞(stub)部分，因此将导致额外的潜在阻抗不连续性及相应的谐振极点。结果是，此环境中的信道传输函数变化极大。
当奈奎斯特频率低于2GHz时，虽然信道存在一些差异，但过孔及阻抗不连续(反射)效应却并不明显。当超过2GHz时，各信道根据信令层(以及过孔的贯通/堵塞比)、走线长度及介电材料的不同而有很大差异。在这种信道特性变化很大的环境中达到高数据速率就对高速串行链接提出了极大的挑战。
高频背板中遇到的两种更具破坏性的信道损害是ISI及反射，每一种都有其各自的来源及效应，但自适应均衡技术的创新应用可同时克服这两种不良效应。
ISI挑战
信道发散的一个显著效应就是可在相邻符号间引起ISI的单比特响应“扩展”。当在频域中考虑ISI时，背板信道就像一个低通滤波器(见图2)。
通过分析信道的单比特响应，设计师们也能在时域中观察ISI。图3显示在一条至接收器的有损耗信道中传输的简单101数据模式的破坏性结果。错误结果由来自蓝波形的“前指针”ISI加上来自绿波形的“后指针”ISI得出，其总和产生一个明显高于0/1电压门限的“0”位电压。
消除ISI最常用的方法是反向频率均衡。在背板链环境中，所遇到的挑战是以极高性能且面积及功率开销极低情况下进行有效的均衡。发送均衡(通常称为“预加强”或“去加强”)是一种消除由发散所引起的ISI的简单而有效的方法。在发送均衡中，低频分量相对于信令奈奎斯特频率被衰减，这样就能使整个系统响应变得平坦并消除ISI(见图4)。
注意在图4中，均衡的情况中输出摆动没有增加，系统保持一致的峰值功率约束以便进行公平的比较。尽管单比特高度更低，通过发送均衡来消除ISI仍可有效地提高信噪比(SNR)。
反射分析
实际上所有高速背板性能增强都必须克服反射的切实增加。由阻抗失配所引起的反射出现的原因很多。因此要了解反射产生的原因，人们必须全面分析背板上的各个部分。
如图1所述，安装在封装中的芯片与插入背板中的线卡焊接。信号通道是从一个裸片至另一裸片的整个路径。信号必须穿越众多走线才能从源头抵达目的地。由趋肤效应及介电损耗所产生的线衰减将沿着很长的水平走线分布。
但最棘手的问题还不是由长水平走线所引起，而是由连接系统各单元的短垂直走线所产生。这些垂直迹线(即过孔)连接封装与线卡，以及从线卡连向连接器及背板。
过孔具有PCB及连接器指标所限定的严格尺寸与间隔要求，这些要求有时直接与良好的电气性能要求发生冲突。连接器本身即常常出现内部阻抗不连续，或当与实际系统中的线卡及背板过孔结合时出现阻抗不连续。时域反射(TDR)分析可展示这些阻抗不连续(如图5)。
DFE是解决方案
判定反馈均衡在处理损耗及发散ISI时相当有效，它也有助于减少与配置相关的反射。此项技术同时运用发送及接收均衡器来使范围受限的DFE拥有足够的范围，参见图6。
由于发散与背板的多种属性的功能有关，因此发送均衡器的灵活性，无论是在抽头数量还是在抽头设置方面，都非常理想。同样，由于接收均衡器主要用于减少反射，因此抽头分配及加权的灵活性对于处理不同高性能背板配置中变化的反射非常关键。
任何均衡架构中的挑战之一就是设置抽头加权或均衡系数。在出现信道至信道变化的典型背板环境中，没有一组简单的系数设置可适应于所有信道。利用自适应，人们可同时为每一种均衡系数确定最佳的方案。
两种基本的自适应方法为“设置并忘掉”以及“连续”方法。在“设置并忘掉”法中，自适应环路在加电时运行以建立均衡系数设置，此后自适应环路关断，而链路则以固定系数运行。
在“连续”方法中，系数在实时数据传输时连续并自动地进行调整。温度及湿度变化是背板中两种需要进行连续自适应的最常见效应，它们随后会引起传输函数改变。已有迹象表明，在摄氏60度或更高温度上的湿度变化，会引起6GHz频率上的信道性能产生10dB的变化。传输函数的动态特性在以前常被忽略，今后需要进行更多的研究。由于信道自身不断变化，因此器件必须此采用某种连续及自适应均衡来进行补偿。可编程或“设置并忘掉”方法将能在整个变化范围内达到并维持可接受的BER。
多级信令
当在背板上运行更高频率时，另一种处理损耗增加的方法是简单地用电压(而不是用时间)来提高数据速率(即多级信令)。在传统二进制信令中，每一符号时间内只发送及接收一个数据位。而利用像PAM这样的多级信令方法，则在每一符号时间内可发送多个位，因此符号在较低的奈奎斯特频率上运行即可达到同样的数据速率。被称为4-PAM的技术即利用4个这样的层次来对每个符号的两位编码，如图7所示。
在2-PAM与4-PAM奈奎斯特基本频率间的损耗差大于10dB的任何系统，或许将从4-PAM信令中获益。这从相关眼图大小的简单一阶分析中即可清楚地看出这一点。两个示例背板信道的传输函数及其在6.4Gbps速率上的相应2-PAM 及4-PAM眼图示于图8中。
有趣的是，这两个信道处于同一背板上并具有相同的走线长度及过孔总长度，所不同的是背板信令层，因此贯通过孔与堵塞过孔长度之比也随之不同。
在图8左边顶部(蓝色S21)，1.6 GHz的4-PAM奈奎斯特频率与3.2GHz的2-PAM奈奎斯特频率之间的传输函数曲线并不陡峭。在此情形下，2-PAM眼图拥有出色的电压余量。
在图8左边底部(红色S21)，信道特征在1.6GHz及3.2GHz奈奎斯特频率上的传输函数上显示出将近30dB的差异，而且正如所预料的，在此情形下，4-PAM眼图显示了出色的电压余量。
由于这两个信道在物理上几乎完全一样，但在电气上却如此不同，因此对于“哪一个更好——是2-PAM还是4-PAM？”这一问题没有确切的答案。结论是：应根据每个通道的特征来决定正确的选择。因此，工程师们必须进行仔细的最坏情况分析，这同他们采用灵活的均衡解决方案一样重要。
部署工具
系统设计师在重新“翻新”其背板以适应更高数据速率时有两种选择：购买现成的ASSP或设计一种新的ASIC。两个主要因素——经济及技术，决定了设计师扩展其背板性能的恰当部署工具。
如果目标系统以小批量供货，则ASSP通常是一种最具成本效益的选择。例如，在每年销售量小于500台的500Gbps核心路由器情况下，每片ASSP在适度批量下将占大约200美元的成本，每年总计需10万美元。另一方面，一种复杂ASIC的NRE成本可能会超过200万美元。
但有几种情况(无论成本如何)不可能简单地实现ASSP。如一种必须集成128个信道的开关结构，人们不可能简单地在一块板上安装128个单通道分立串行器/解串行器(serdes)或36个四通道分立serdes，因为信号路由的PCB层数和复杂度将成为一个梦魇。在这种情况下，ASIC不失为一种明智的选择。
[Communication Systems Design]
作者：Leo Wong，Email: lwong@rambus.com，Rambus公司
